第53卷第4期，2019年10月GlenBrisebois和ArthurAlfredRoxas概述输出电容可能会沦为低电阻和高频运算放大器（opamp）应用于的一个主要规格。值得注意的是，当光电二极管的结电容较小时，运算放大器的输出电容不会沦为噪声和比特率问题的主导因素。
运算放大器的输出电容和对系统电阻在放大器的号召中产生一个零点，从而影响稳定性并减少较高频率下的噪声增益。因此，稳定性和振幅裕量可能会减少，输入噪声可能会减少。实质上，以前的一些CDM（差模电容）测量技术依据的是低电阻反互为电路、稳定性分析以及噪声分析。
这些方法可能会十分繁复。在诸如运算放大器之类的对系统放大器中，总有效地输出电容由CDM与负输出共模电容（或对地的CCM–）并联构成。CDM无法测量的原因之一是运算放大器的主要任务是避免两个输出不涉及。
与测量CDM的可玩性比起，必要测量对地的于是以输出共模电容CCM＋比较更容易一些。在运算放大器的同互为插槽上摆放一个较小的串联电阻并产生正弦波或噪声源，就可以用于网络分析仪或频谱分析仪来测量由运算放大器输出电容而产生的－3dB的频率响应。假设CCM＋和CCM–完全相同，尤其是对于电压对系统放大器。
但是，这些年来，测量CDM显得日益艰难；运算放大器的固有特性不会被迫其输出大于，从而自举CDM，因此所用于的各种有所不同的技术都无法令人满意。当输出被强迫分离并展开电流测量时，输入将企图展开对付。
－检测CDM的传统方法是间接测量，该方法依赖振幅裕度的减少，且因并联用于CCM–等其他电容而显得更加简单。我们期望待测运算放大器需要像客户平时的用法一样，在闭环条件下长时间运营并继续执行功能。建议的一种不切实际方法是分离出来输出并展开输入削波，但是这可能会使内部电路无法工作（各不相同运算放大器流形），因此测算电容有可能无法体现实际工作电容。
在这种方法中，会对输出展开过度分离出来，以防止输出级的非线性以及过多的输入摆幅或削波。本文将讲解一种非常简单必要的CDM测量方法。
图1．必要测量LTspice中的CDM电阻。绘制V（r）／I（R1）曲线以取得电阻。在本例中，在1MHz频率下，－89．996°时Z为19．89437kΩ（10（85．97／20）），利用公式C＝1／（2π×Z×Freq），Z正好为8pF。
测量CDM的新方法作者要求只用于增益为1的缓冲器电路，并用于电流源鼓舞输入和转换器输出。输入和转换器输出将仅有在运算放大器容许的范围内变动。在低频下，输入的变动较小，因此通过CDM的电流不会较小。而在过高频率下，测试可能会违宪，况且结果也不行。
但在中频下，运算放大器的增益比特率不会上升，但不至于太低，输入变动仍可获取充足大的电压鼓舞和可测量的通过CDM的电流。LTspice的本底噪声完全不受限制，因此可以展开非常简单的测试建模，如图1右图。当找到该技术在LTspice中非常精确有效地后，接下来的问题就是“我否在现实世界中取得充足的SNR以展开较好的测量？”该相位角完全相等－90°，这指出电阻是容性的。
2pF共模电容会毁坏测量，因为CCM–不出路径中，且1／（2×π×Freq×CCM＋）＞＞1Ω。挑战：寻找适合的设备和实际测试设置如图1右图，将2kΩ电阻串联在运算放大器的输入末端，以将鼓舞从电压源切换为电流源。这将容许节点“r”中不存在小电压（它会与在运算放大器的同互为插槽中所看见的电压差距太远），并将造成小电流流向待测CDM的输出末端之间。
当然，现在的输入电压较小（由待测器件（DUT）展开缓冲器），而且CDM中的电流也较小（在本建模中为57nA），因此在工作台上用于1Ω电阻展开测量将很艰难。LTspice．ac和LTspice．tran建模没电阻噪声，但现实世界中的1Ω电阻具备130pA／√Hz的噪声，从我们预期的57nA电容电流中不能产生57nV信号。更进一步的建模指出，用50Ω或1kΩ替换R1会造成在目标比特率范围内的频率下流向CCM＋的损耗电流过大。
为了取得比非常简单电阻更佳的电流测量技术，可用于跨阻放大器（TIA）替换R1。TIA输出不会相连到运算放大器的同互为插槽，在该插槽上必须电流，同时电压相同为虚地以避免CCM–中的电流。事实上，这正是Keysight／AgilentHP4192A等四端口电阻分析仪的构建方式。HP4192A可以在5Hz至13MHz的频率范围内展开电阻测量。
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